【導讀】理想情況下，并無電流進入運算放大器的輸入端。而實際操作中，始終存在兩個輸入偏置電流，即IB+和IB-(參見圖1)。
輸入偏置電流定義
理想情況下，并無電流進入運算放大器的輸入端。而實際操作中，始終存在兩個輸入偏置電流，即IB+和IB-(參見圖1)。
圖1：運算放大器輸入偏置電流
IB的值大小不一，在靜電計AD549中低至60 fA(每三毫秒通過一個電子)，而在某些高速運算放大器中可達數(shù)十微安。運算放大器采用由雙極性結型晶體管(BJT)或FET長尾對構成的簡單輸入結構時，偏置電流為單向流動。而采用更為復雜的輸入結構時(如偏置補償和電流反饋運算放大器)，偏置電流可能是兩個或以上內部電流源之間的差分電流，且可能是雙向流動。
對運算放大器用戶來說，偏置電流是個問題，因為當其流過外部阻抗時會產生電壓，進而導致系統(tǒng)誤差增加。以1 MΩ源阻抗驅動同相單位增益緩沖器為例，如果IB為10 nA，則會額外引入10 mV的誤差。這種誤差度在任何系統(tǒng)中都不容忽略。
或者，如果設計人員完全忘記考慮IB并且采用容性耦合，那么電路將根本不能工作！或者，如果IB足夠小，那么電路或許能在電容充電期間短暫工作，結果導致更多的問題。因此，我們應當明白，任何運算放大器電路中都不能忽略IB的影響，儀表放大器電路中亦是如此。
輸入失調電流
“輸入失調電流”IOS是IB–和IB+之差，即IOS = IB+ ? IB–。另請注意，兩個偏置電流首先必須基本上具有相當良好的匹配性，IOS才有意義。多數(shù)電壓反饋(VFB)型運算放大器都是如此。不過，針對電流反饋(CFB)型運算放大器等來談IOS就沒什么意義，因為這兩個電流完全不匹配。
需要注意的是，對于由兩個并聯(lián)級構成的軌到軌輸入級，當共模電壓經(jīng)過躍遷區(qū)時，偏置電流方向會發(fā)生改變。因此，這類器件的偏置電流和失調電流尤其難以標定，根本不可能簡單地給出最大正值/負值。
內部偏置電流消除電路
如果通過內部電流源提供該必要的偏置電流，如下文圖2所示，那么基極電流與電流源之間的差分電流將是流入輸入端的唯一“外部”電流，它可能相當小。
圖2：偏置電流補償雙極性輸入級
多數(shù)現(xiàn)代精密雙極性輸入級運算放大器都會采用某種方式的內部偏置電流補償，大家熟悉的OP07和OP27系列就是如此。
偏置電流補償輸入級具有簡單雙極性輸入級的許多優(yōu)良特性，例如：低電壓噪聲、低失調電壓和低漂移。此外，它還提供具有相當溫度穩(wěn)定性的低偏置電流。但是，其電流噪聲特性不是非常好，而且偏置電流匹配較差。
后兩個副作用源于外部偏置電流，它是補償電流源與輸入晶體管基極電流的“差值”。這兩個電流不可避免地具有噪聲。由于無相關性，兩個噪聲以方和根形式相加(但直流電流采用減法)。
所產生的外部偏置電流為兩個近乎相等的電流之差，因此凈電流的極性是不確定的。所以，偏置補償運算放大器的偏置電流可能不僅不匹配，而且有可能反向流動！多數(shù)應用中這點并不重要，但在有些應用中卻會產生無法預料的影響(例如，在用偏置補償運算放大器構建的采樣保持(SHA)電路中，壓降可能具有兩種極性之一)。
許多情況下，運算放大器的數(shù)據(jù)手冊中沒有提到偏置電流補償特性，而且不會提供原理示意圖。通過檢查偏置電流規(guī)格，很容易確定是否采用了偏置電流補償。如果偏置電流用"±"值表示，則運算放大器非常有可能對偏置電流進行了補償。注意，通過檢查“失調電流”規(guī)格(偏置電流之差)，很容易驗證這一點。如果存在內部偏置電流補償，則失調電流的幅度與偏置電流相同。如果沒有偏置電流補償，則失調電流一般比偏置電流至少低10倍。注意，無論偏置電流的確切幅度是多少，上述關系一般都成立。
如前所述，對于軌到軌輸入級，當共模電壓經(jīng)過交越區(qū)時，偏置電流方向會發(fā)生改變。因此，這類器件的偏置電流和失調電流尤其難以指定，根本不可能簡單地給出最大正值/負值。
消除偏置電流影響(運算放大器外部)
當運算放大器的偏置電流匹配良好時(如前所述，就像簡單的雙極性輸入級運算放大器那樣，但“不”包括內部偏置補償運算放大器)，偏置補償電阻R3 (R3=R1||R2)會在同相輸入中引入壓降，以便與反相輸入中R1和R2并聯(lián)組合上的壓降匹配并實現(xiàn)補償。這樣可以最大程度地減少額外的失調電壓誤差，如圖3所示。注意，如果R3大于1 kΩ，則應使用電容進行旁路，以免噪聲影響。另請注意，當偏置電流匹配不佳時，這種消除偏置方式毫無用處，事實上會更糟。
圖3：消除應用中的輸入偏置電流影響
測量輸入失調電流和輸入偏置電流
可以利用圖4中的測試電路來測量輸入偏置電流(或輸入失調電壓)。要測量IB，應插入大電阻RS與待測輸入端串聯(lián)，從而產生大小等于IB×RS的顯著額外失調電壓。如果之前已經(jīng)測量并記錄實際的VOS，則可以確定因RS變化而導致的VOS明顯變化，進而可以輕松計算出IB。這樣即可得出IB+和IB–的值。IB的額定值是這兩個電流的平均值，即IB = (IB+ + IB–)/2。
通常，有效RS值的變化范圍為100 kΩ(雙極性運算放大器)至1000 MΩ(某些FET輸入器件)。
圖4：測量輸入偏置電流
對于極低的輸入偏置電流，則必須采用積分技術來測量。具體方法是利用所考慮的偏置電流給電容充電，然后測量電壓變化速率。如果電容和一般電路泄露可以忽略不計(電流小于10 fA時，很難測量)，則可直接根據(jù)測試電路的輸出變化速率計算出該電流。基本原理如下面圖5所示。斷開一個開關，閉合另一個開關，可以分別測得IB+或IB–。
圖5：測量極低的偏置電流
很明顯，C只可使用高品質的電容電介質，如特氟龍或聚丙烯等類型。
參考文獻：
1. Hank Zumbahlen, Basic Linear Design, Analog Devices, 2006, ISBN: 0-915550-28-1. Also available as Linear Circuit Design Handbook, Elsevier-Newnes, 2008, ISBN-10: 0750687037, ISBN-13: 978-0750687034. Chapter 1.
2. Walter G. Jung, Op Amp Applications, Analog Devices, 2002, ISBN 0-916550-26-5, Also available as Op Amp Applications Handbook, Elsevier/Newnes, 2005, ISBN 0-7506-7844-5. Chapter 1.
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