【導讀】 柵極驅動光電耦合器FOD31xx系列的功能是用作電源緩沖器，來控制功率MOSFET或IGBT的柵極。它為MOSFET 或 IGBT 的柵極輸入供應所需的峰值充電電流，來打開器件。該目標通過向功率半導體的柵極提供正壓(VOH)來實現。若要關閉MOSFET或IGBT，需拉起驅動器件的柵極至0電壓(VOL)或更低。
標準柵極驅動光電耦合器如何工作？
柵極驅動光電耦合器FOD31xx系列的功能是用作電源緩沖器，來控制功率MOSFET或IGBT的柵極。它為MOSFET 或 IGBT 的柵極輸入供應所需的峰值充電電流，來打開器件。該目標通過向功率半導體的柵極提供正壓(VOH)來實現。若要關閉MOSFET或IGBT，需拉起驅動器件的柵極至0電壓(VOL)或更低。
許多功率控制應用采用兩個或兩個以上串聯功率半導體的“圖騰柱”上橋和下橋連接。上橋N溝道MOSFET漏極連接至電源的正極(+)端子，并且它的源極連接至下橋晶體管的漏極上。下橋晶體管的源極連接至系統電源的負極(-)端。負載驅動的一端連接至上橋和下橋晶體管的共節點處。上橋和下橋晶體管的正確控制，要求兩個晶體管既不能同時開啟也不能同時導通。流入串聯上橋和下橋器件的電流被稱為“直通”電流。直通電流浪費功率，并導致上橋和下橋晶體管的損壞。
消除直通電流的最常見技術是：在上橋和下橋開關切換之間添加延遲或延時。該延遲的引入，是通過控制供應給上橋和下橋柵極驅動器的信號的時間。
圖1是柵極驅動器內部框圖。驅動器的每個部分由一個通用電源或偏置電源供電。初始電源開啟時，由于電路的復雜性而存在電路延遲。這些復雜性導致一種情況(在最初上電期間)：當柵極的輸出跟隨施加的VDD電源的上升沿，直至電源穩定。一旦偏置電平正確，柵極驅動器輸出返回至正確的狀態：由LED控制。
本應用指南討論了關鍵的設計標準，包括LED驅動、初始條件、最大開關頻率和功率。
圖1 FOD31xx框圖
初始條件：器件啟動
工作條件
在典型逆變器應用中有三個電源。第一個是邏輯電源(+3.3 V 或＋5 V 或＋10 V )。第二個是隔離下橋和上橋驅動器電源(+20 V FOD3182、+25VFOD3120)。第三個是供應給MOSFET / IGBT的高壓電源。為了最小化偏壓電源穩定時間的任何影響，一種解決方案是控制電源激活的順序：
LED驅動器
峰值正向電流，IF(peak)，為＜1 A (1 μs ,300 pps )。推薦的工作電流為10 mA 至16 mA 。電流上升速率低于250 ns 。LED電流上升的最快速率將最小化傳播延遲和輸出開關抖動。
電源考慮因素
FOD31xx產品是高增益(23 db)、高功率輸出、光放大器。它們所需的電源帶有低輸出阻抗，在DC至40 MHz 范圍內。使用低 ESR旁路電容和信號接地面，有助于減少自感應電源噪聲，并防止輸出上升和下降時間的降低。
在FOD3182上的傳播延遲
圖2表明，傳播延遲與負載電容無關，并且，典型脈寬失真度(PWD)小于40 ns。
圖2 傳輸延遲與串聯負載電阻
圖3表明，傳播延遲取決于LED電流。典型PWD是+4 ns / mA 。
圖3 傳播延遲與正向 LED 電流
圖4和圖5說明了延遲的獨立性與串聯負載和電源電壓有關。
圖4 傳輸延遲與串聯負載電阻
圖5 傳輸延遲與電源電壓
采用溫度穩定LED、溫度補償放大器和電流源，傳播延遲在-40℃至100℃間的變化通常是＋0.2 ns /℃，如圖6所示。
圖6 傳播延遲與TA
采用P溝道MOSFET作為上拉與雙極性晶體管相比，有兩個優點：第一，低 RDS(ON)可實現最小的內部電壓降，為給定的VCC-VEE提供較大的接通電壓。其次，開關延遲比多級PNP晶體管小。圖7是FOD3120的壓降曲線。
圖7 輸出高壓降與TA
門驅動 CMTI(或噪聲抑制)性能
光隔離MOSFET和IGBT驅動器可提供在負載的高壓和應用控制邏輯之間的安全絕緣和噪聲隔離。FOD31xx系列的共面結構提供高電介質隔離和低輸入至輸出電容，優化了安全性和最小化了噪聲耦合。該封裝結構使其安全性符合美國和歐洲標準，工作電壓超過800 V 。
由負載開關產生的電氣噪聲引起的干擾通過共面光耦合技術受阻，并且特殊的電一一光屏蔽進一步減少了開關瞬變至柵極驅動器有源電路間的電容耦合。
一個典型的240 VAC交流電源轉換器可產生800 V的開關瞬變，壓擺率大于6kV/ μs 。這樣巨大的瞬變會在輸入和輸出之間產生一個3 mA的峰值電流（當應用于一個只有0.5 pF的CIo的隔離器件時）參見圖8。
圖8 CMTI LED關閉
圖8表明，電容耦合了耦合器輸入和輸出之間的噪聲電流。本例中，以耦合器的輸出地(GND2)為參考，共模瞬變出現一個負電壓擺幅。該瞬變將電流從耦合器的輸出引至輸入。封裝電容CO，在輸入和輸出之間提供主導耦合阻抗。LED關閉，因此柵極輸出處于低電平狀態。如果從放大器的輸入端引出足夠的共模電流icM光放大器將開啟。這種噪聲電流icM相當小，因為特殊的共模屏蔽阻止了電場變化效應。這種屏蔽導致有效的共模電容耦合低于50 fF。這種共模屏蔽可最小化光放大器的耦合輸入或輸出。因此，FOD31xx系列抑制了峰值振幅為1.5 kV和壓擺率超過15 kV / μs 的正／負共模瞬變。
以下總結了FOD31xx系列共模瞬變（ CMT ）的影響：
輸入共模瞬態抑制性
圖9和圖10表明，半橋或“ H ”橋式圖騰柱配置采用兩個功率 MOSFET 。圖9表示下橋開關，而圖10表示上橋開關。觸發操作前，一端是打開的，另一端是關閉的。一旦開關觸發操作發生，兩個開關都禁用，形成關閉駐留或“死區”時間。
圖9 下橋打開、上橋關閉、負CMT
圖9表示下橋IGBT所產生的CMT導通。
這種載荷開關動作產生負dv/dt，如H橋式的兩個開關。在這種開關動作中沒有載荷直通電流發生尤為重要。請注意，輸入LED通常是串聯轉換連接。如果上橋門驅動器瞬時接通下橋開關開啟，可能導致直通故障。圖10表示CMT引出電流流入上橋LED 。
LED電流的幅度取決于:CMT的 dv / dt 、組件的輸入-輸出寄生電容以及LED周圍阻抗。這些阻抗包括：LED電流設置電阻R2和驅動LEDT1時的CCE。
逆變器用于產生240 VAC電源，可產生脈沖寬度大約為100 ns 、3 mApk的LED電流。該脈寬足以激活上橋驅動器并導致直通故障。通過減少LED周圍的斷態阻抗可以最大限度地減少該故障的敏感度。這些較低的阻抗為﹣ dv / dt開關動作造成的CMT電流提供備選路徑。如圖9所示，- dv / dt開關動作產生CMT ，也可通過下橋 IGBT 驅動器看到。此瞬態嘗試引出電流流入下橋LED。此瞬態效應最小。LED已經開啟，迫使更多的LED電流僅獲得正確的下橋開關動作，并且，增量CMT電流通過晶體管T2并聯至GND1。
圖10 正 dv / dt ﹣高端開關導通
當高端開關導通時將產生正dv / dt 。圖10表明，該+ dv / dt 的效果是：關閉低端開關。正CMT能夠引出電流流入低端驅動器內的 OFF LED 。如果 dv / dt足夠大，該CMT立即迫使低端IGBT驅動器導通。該正CMT也可以通過高端開關看到。該dv / dt通常有助于保持高端驅動器導通。
LED并聯驅動器最小化開關CMT
當圖騰柱半橋電流應用中采用FOD31xx驅動器時，CMTI是必要的。在正常電路工作期間，開關瞬變至關重要，不會導致關閉的柵極驅動器轉為導通狀態。這種由于半橋式圖騰柱操作自誘式導通，需要LET聯驅動器改善抗噪聲能力。
在上個例子中，LED三以串聯方式與驅動器配置連接。CMT能通過封裝吸收或灌入電流CIO ，導致OFF LED導通。常關LED在關閉狀態提供相對較高的阻抗。這種潛在問題，可以通過減小LED關閉狀態阻抗來消除。當LED關斷時，通過在LED周圍提供低阻抗并聯路徑來解決該問題。圖11說明了并聯LED驅動器電路。
并聯 LED 驅動器
為了提高抗噪聲能力，可采用并聯LED驅動器。并聯LED驅動器的優勢如下：
1）在半橋驅動器中改善 CMTI
2）通過封裝電容耦合的負載dv / dt ，被耦合至低阻抗（要么導通LED ，要么導通BJT或邏輯門的導通電阻）中。
缺點是效率最低（例如，當LED導通或開啟時需要消耗功率）。
圖11 并聯 LED 驅動器的FOD3182
當 LED 與驅動器開關并聯時，將產生電流分流驅動。圖11采用開路漏極邏輯門U1，作為驅動器：
外部或自產生的共模和正常模式噪聲可以導致操作故障。最小化控制邏輯和功率半導體之間的耦合電容，大大減小了共模噪聲瞬態轉換為正常模式噪聲脈沖。在驅動點采用低的、平衡阻抗來改善抗噪聲能力。控制功率MOSFET采用電流隔離驅動器最小化共模的噪聲耦合。FOD31xx系列MOSFET驅動器的內部屏蔽最小化驅動器CMTI。采用并聯LED驅動器最大化輸入網絡的CMTI，減少了共模噪聲脈沖轉換為正常模式LED驅動信號的危險。
如何計算FOD3120功率МOSFET / IGBT柵極驅動光電耦合器的最大開關頻率
為了計算FOD3120的最大開關頻率，采用表1中的變量。
分析
計算最大開關頻率的第一個步驟是確定在最大工作日結溫125℃和環境溫度100C時，FOD3120輸出驅動器MOSFET的最大功耗。前一節說明了基于FOD3120穩態熱阻，在TA =100℃時，最大功率是210 mW 。
輸出IC的最大功率是穩態IC功率與輸出功率MOSFET晶體管功耗之和。精確關系如下式（1):
輸出晶體管的最大允許功耗POUT，是最大 IC 功率PIC與靜態IC 功率PSTATIC的差。
在環境溫度100 ℃時，輸出晶體管耗散的穩態功率為96 mW 。輸出功率耗散在輸出 P 溝道和 N 溝道晶體管的漏極至源極的串聯電阻 RDS ( ON ）上。
輸出功率公式如下：
圖12 FOD3120-MOSFET接口
圖13 等效電流FOD3120-MOSFET接口
圖12顯示的是，FOD3120和N溝道功率MOSFET之匯作間的互連。圖13提供了用于計算FOD3120輸出功率的力器等效電路。P溝道晶體管建模為帶有3.5Ω的串聯電阻的開關。FQA9N90C_F109的輸入建模為串聯 RC 電路。電路元件是柵極至源極電容2730 pF 、與25Ω等效力率串聯電阻（ESR）串聯。
下面將討論RMS在輸出晶體管上的功耗，給出MOSFET柵極充電和放電電流，以及FOD3120晶體管RDS(ON）的電壓降。
圖14 FOD3120輸出電流和電壓
圖14顯示的是，當FOD3120驅動功率MOSFET的柵極時，輸出電流的波形。再看一下圖13，當開關連接至串聯電阻RGS、 RDS ( ON)和輸入電容 CGS 時，初始充電轉換如圖所示。當開關打開，電流上升至峰值Vcc / rGS。充電電流呈指數下降由CGS、電阻RGS和RDS(ON）確定。
假設：
圖15 FOD3120輸出電流
FOD3120的MOSFET峰值功耗由峰值電流和指數的延遲時間(t)確定，其中：
在輸出處的結溫增加是熱阻和輸出驅動器的RMS功率產品。在等式(7)中給出計算RMS功率的等式。變量p，是功率脈沖平均期間的時長。圖14說明在每個LED轉換時，都存在驅動電流脈沖。工作頻率定義為1/(2 x p )。該定義通過平衡分析：
利用等式（8）的初等微積分，求解等式（7), RDS = RDS(ON) 的定積分：
借助數學CAD?，利用幾何方法求解等式。
假設：
圖16 輸出功耗(W)與工作頻率(KHZ)
圖16表示，在驅動輸出功耗96 mW的FQA9N90C_F109時，容許的最大工作頻率低于20 kHz 。主要的限制因素是最壞情況下的技術規格﹣輸出驅動器的 RDS ( ON )。
如果部件的最大 RDS ( ON ）被指定為：當工作條件 Io圖17為1 A 時，其值接近典型值1.0Ω，結果可能如所示。
假設：
圖17 輸出功耗（ W ）與工作頻率（ kHz )
圖17說明，如果 RDS(ON) 等于1.0Ω；在100℃和 Vcc =30 V 時驅動FQA9N90C_F109 MOSFET ，開關頻率可能為150 kHZ 。
結論
本應用指南重點介紹了隔離門驅動電路的可靠性和性能優化的一些方法。采用通用的公式計算柵極充電傳輸功率，該功率供應給驅動MOSFET(FQA9N90C_F109)。然而，該分析并沒有描述驅動器IC內的功耗。利用等式(8)計算FOD3120的輸出功率MOSFET的功耗，是RDS(ON)、 Vcc 、驅動МOSFET的柵極電容和柵極等效串聯電阻(ESR)的函數。
來源：onsemi
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