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    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!

    發布時間:2020-06-05 責任編輯:wenwei

    【導讀】有些應用需要寬松的輸出調節功能以及不到20mA的電流。對這樣的應用來說,采用分立組件打造的線性穩壓器是一種低成本高效益的解決方案(圖1)。而對于具有嚴格的輸出調節功能并需要更大電流的應用,則可使用高性能的低壓差線性穩壓器(LDO)。
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!
    圖1:簡單的串聯穩壓器
     
    有兩個與圖1所示電路相關的設計挑戰。第一個挑戰是要調節輸出電壓,第二個挑戰是要在短路事件中安然無恙。在這篇文章中,筆者將討論如何用分立組件設計穩健的線性穩壓器。
     
    下面是一個用來給微控制器供電的示例:
     
    輸入范圍:8.4V至12.6V。
     
    輸出范圍:1.71V至3.7V。
     
    最大負載電流:Io_max = 20mA。
     
    雙極型NPN晶體管的選擇
     
    NPN雙極型晶體管Q1是最重要的組件。筆者首先選擇了這種器件。該晶體管應符合下列要求:
     
    集電極至發射極和基極至發射極的擊穿電壓應超過最高輸入電壓Vin_max。
     
    集電極最大允許電流應超過最大負載電流Io_max。
     
    除了這兩項基本要求之外,使用具有備選封裝的組件也是一個好主意。當涉及到功耗時,擁有這種靈活性將會簡化以后的設計過程。筆者為這種應用選擇了具有備選封裝和不同額定功率的NPN晶體管。
     
    下面是筆者所用NPN晶體管的關鍵特性。
     
    當IC = 50mA時:
     
    直流(DC)電流增益hFE = 60;
     
    集電極-發射極最高飽和電壓VCEsat = 300mV;
     
    基極-發射極最高飽和電壓VBEsat = 950mV。
     
    齊納二極管Dz的選擇
     
    輸出電壓等于反向齊納電壓VZ減去該晶體管基極至發射極電壓VBE。因此,最低反向齊納電壓應符合下述要求(方程式1):
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!   (1)
     
    對于這種應用,筆者選用的一個測試條件是IZT = 1mA,并選擇了一個具有以下特性的齊納二極管:
     
    當Vo_min = 1.71V且VBE_max= 0.95V時,Vz_min應大于2.65V。
     
    當反向電流IZT = 1mA時,最低反向電壓VZ_min = 2.7V。
     
    當反向電流IZT = 5mA時,最高反向電壓VZ_max = 3.8V。
     
    基極上拉電阻器RB
     
    電阻器RB可為齊納二極管和晶體管基極提供電流。在運行條件下,它應提供足夠的電流。齊納二極管反向電流IZ應大于1mA,正如筆者在“齊納二極管Dz的選擇”部分所討論的。方程式2可估算出運行所需的最大基極電流:
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!   (2)
     
    其中Hfe_min = 60。因此,IB_max ≈ 0.333mA。
     
    方程式3可計算出RB的值。筆者使用了一個具有1%容差的電阻器。
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!   (3)
     
    故此,RB應小于4.26kΩ。筆者使用了一個具有4.22kΩ標準值的電阻器。
     
    添加一個用于輸出調節的虛擬負載電阻器
     
    當負載電流為零時,輸出電壓達到最大值。當1mA ≤ IZT ≤ 5mA時,VZ最大值為3.8。VBE(on)應大于0.1V,這樣該穩壓器的輸出就能符合要求。此外,筆者還添加了一個虛擬負載電阻器,以便在無負載條件下汲取集電極電流。
    圖2顯示,VBE(on)可作為集電極電流IC的函數。當IC = 0.1mA時,VBE(on) 大于0.3V。
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!
    圖2:基極-發射極導通電壓與集電極電流
     
    方程式4可計算出該虛擬電阻:
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!   (4)
     
    筆者將一個36kΩ的電阻器添加到了該電路,如圖3所示。
     
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!
    圖3:具有虛擬負載電阻器的串聯穩壓器
     
    為短路事件進行的電流限制
     
    圖3所示電路的輸出對地短路將產生較大的集電極電流。一項PSPICE仿真結果表明,集電極電流可高達190mA,見圖4。
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!
    圖4:短路仿真結果
     
    晶體管Q1的功耗是2.4W。沒有能應對該功耗的封裝。
     
    為了限制短路電流,筆者添加了一個電阻器RC(從VIN到晶體管Q1的集電極),如圖5所示。
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!
    圖5:具有限流電阻器的串聯穩壓器
     
    電阻器RC將會滿足輸出調節要求,并能在短路事件中耗散功率。筆者可計算出RC的值:
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!   (5)
     
    VCE_Test是圖1中所用的集電極-發射極電壓。筆者為RC選擇了一個5%容差的電阻器。采用方程式5,RC應小于271Ω。使用這個估計值,在短路事件中方程式6可計算出最壞情況下的RC功耗:
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!   (6)
     
    該功耗約為0.56W。筆者選擇了一個1W、270Ω的功率電阻器。對于RC短路功耗更高的應用,您可把多個電阻器串聯以分擔功耗。
     
    組件應力分析
     
    就電阻器RC而言,在具有最大輸入的短路事件中會發生最壞情況下的功耗。采用方程式6,可計算出最大功耗為0.59W。
     
    就晶體管Q1而言,因為有限流電阻器RC,所以在短路事件中不會發生最壞情況下的功耗。在正常運行期間Q1的功耗是集電極電流的函數,如方程式7所示:
     
    電源設計經驗:低成本高效益解決方案是這樣煉成的!   (7)
     
    當滿足下列條件時,會發生最壞的情況:
     
    VIN = VIN_max
     
    VO = VO_min
     
    IC = (VIN_max – VO_min)/(2×RC)
     
    因此,Q1的最大功耗為(VIN_max – VO_min)2/(4×RC)。在本示例中,它是110mW。筆者選擇了一種額定功率為350mW、采用SOT23封裝的小外形晶體管。
     
    至于RB的最大功耗,在具有最大輸入的短路事件中會發生最壞的情況。跨RB的電壓等于輸入電壓減去VBE(sat)。最大功耗估計為38mW。
     
     
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