先從輸入回路的電解電容講起，逆變器的DC輸入電流通常很大。12V1000W的逆變器輸入電流最大可達120A以上，此時輸入端的電解電容的選擇就變得非常關鍵。如果選擇不當，就會造成炸電解電容的故障。

這里并不是指選用一個較好的電容就可以，目前真正的低等效串聯電阻與電感值的高頻電解為數不多，并且價格昂貴。所以從實用性出發，目前主要靠普通電解多個并聯法來降低電容的溫升，同時注重風道散熱設計來及時降溫。當然，在“普通”中選好一點的品牌與品質的電解是必需的。

下面來說說對不同負載特性適應性問題。這里主要分成兩個方面來講。一是逆變器自身的功率余量、允許最大帶載啟動輸出電流與過流保護措施。二是對不同特性如感性、容性、負阻性等負載的適應性。

一般如果在技術上沒處理好這些問題，產品在使用時就易出現各種問題。

“均流均壓”這簡簡單單四個字里不但包含平衡驅動、PCB布線均衡（布線的DC、AC電阻相等）、還包含了管體散熱均溫、MOS管的Ron動靜態匹配（選管）等問題。

除去并網之外，逆變器的自我保護問題也是影響著逆變器的可靠性。這其中包括限流保護模式、熱關斷保護、用戶操作異常保護、負載異常保護、啟動保護等等。

對于原器件的參數設定與選型一樣會影響到產品的可靠性。但對MOS管、超快整流二極管來說，不同的封裝形式對可靠性的影響有時差別十分明顯，需要謹慎對待。

圖1是實測的推挽逆變電路的其中一邊MOS管的G極波形（1：1藍）與升壓變壓器的副邊電壓波（15：1黃），這是電路處在滿載1000WDC+24V輸入時的實測波形，可以看到另一路MOS管導通時串入到截止MOS管的G極的干擾尖刺波形。

主變的“振鈴尖刺”會通過A相或B相MOS管的結電容，在G極波形之間互串，即藍色驅動波形中的“毛刺”部分。由于大部分逆變器的MOS管驅動部分的供電與主振蕩IC一樣，都為單電源供電（用SG3525輸出直驅管MOS的同樣較為常見），因此驅動波形以0V~+15V方波為多見，此時驅動波形如受到干擾（見上圖尖刺部分），如接近達到MOS管的Vth值，對系統的不良影響是非常大的。

如果接近Vth值，那么效率與溫升肯定會收到影響。如果采取一般的手段無法有效減低或避免這種干擾時，那么采用負壓關斷也就非常有必要了。這個問題在專業的量產方案中，應引起足夠的重視。

圖2為實測逆變器滿載時的推挽A相與B相MOS管的G極波形（1：10），由于采用了+15V開通、-5V關斷的驅動方式，同時精選低Qgs的功率MOS管，驅動波形的“尖峰”干擾大為減少，也可看到由于采用了負壓關斷，滿載時從對方相位串擾過來的“毛刺”被有效控制在0V線以內（紅圈），確保截止時期的MOS管能絕對可靠地截止關斷。

在說環路反饋與過流保護前，先來說說結構設計與主功率管的散熱問題。

舉一個實例：某山寨小企業抄板了某個已成熟的逆變電路，此電路在別人那里反映不錯，而在自己這里的產品卻炸主功率MOS管的比例較高。攝氏25度環境時，輸出滿載1000W，10分鐘后圖4的B處（8個MOS管的中心位置）的溫度比A處高出6~8度！C處（綠圈）最低，比B處低14~15度。（C處為進風口，D為風扇，樣機為進風設計，據說是用以延長含油軸承的壽命），同樣型號并聯工作的功率MOS管，實際工作的溫差那么大，對“均流”極其不利，所以更提不上高可靠性。

采用康銅絲采樣時，由于為了減少損耗，一般輸出電壓極低，需放大后再作為反饋信號，多用作平均值限流控制，雖然響應速度慢，但卻有限流精度高且穩定的優點，當蓄電池電壓從14.5V下降到10.5V時，結合對限流值的補償，可獲得較理想的恒定輸出功率，不會導致因蓄電池電壓下降而影響逆變器的輸出功率。

結合散熱設計，對MOS管的并聯來說，從參數篩選配對（如Ron、Qgs等的誤差最好小于5%）到每個MOS管的PCB的走線參數（PCB布線的AC、DC阻抗）相近、驅動波形嚴格相同、工作時的溫升變化同步一致等等，當然還有限流保護點的合理選定、裝配焊接工藝的各個細節都不能掉以輕心，這樣才能保證并聯工作時的高可靠性。

本篇文章對提高逆變電源可靠性的技巧進行了講解，并以舉例的方式來幫助大家理解其中的知識點，希望大家在閱讀過本篇文章之后能夠有所收獲。

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