高效率已成為開關電源（SMPS）設計的必需要求。為了達成這一要求，越來越多許多功率半導體研究人員開發了快速開關器件，舉例來說，降低器件的寄生電容，并實現低導通電阻，以降低開關損耗和導通損耗。這些快速開關器件容易觸發開關瞬態過沖。這對SMPS設計中電路板布局帶來了困難，并且容易引起了柵極信號振蕩。為了克服開關瞬態過沖，設計人員通常采取的做法是借助緩沖電路提高柵極電阻阻值，以減慢器件開關速度，抑制過沖，但這會造成相對較高的開關損耗。對于采用標準通孔封裝的快速開關器件，總是存在效率與易用性的折衷問題。

 

在處理電路板布局和器件封裝產生的寄生電感時，快速開關器件接通和關斷控制是關鍵問題。 特別是，封裝源極寄生電感是是器件控制的關鍵因素。在本文中，英飛凌提出了一種用于快速開關超結MOSFET的最新推出的TO247 4引腳器件封裝解決方案。這個解決方案將源極連接分為兩個電流路徑；一個用于實現功率連接，另一個用于實現驅動器連接。這樣一來，器件就能保持快的開關速度，同時又不必犧牲接通和關斷控制能力。

 

本文編排如下：在第二節，將利用硬開關升壓轉換器來分析并開發一個簡單的高頻模型，該模型采用了具備MOSFET寄生參數和電路板寄生參數的標準通孔封裝傳統的TO247（即：電源電流路徑和驅動電流路徑是相同的）。第三節將對最新推出的TO247 4引腳封裝做詳盡的電路分析，以表明TO247 4引腳封裝在開關速度、效率和驅動能力等方面的有效性。最后，第四節分析了實驗波形和效率測量，以驗證最新推出的TO247 4引腳封裝的性能。

 

 

 

要分析快速開關MOSFET中的封裝寄生電感產生的影響，必須十分理解MOSFET工作處理。硬開關關斷通常出現在硬開關拓撲和零電壓開關拓撲中。本小節將逐步分析MOSFET關斷瞬態操作。圖1所示為硬開關關斷瞬態下，理想MOSFET的工作波形和工作順序。

圖1 升壓轉換器中的MOSFET的典型關斷瞬態波形

 

當驅動器發出關斷信號后，即開始階段1 [t=t1]操作，柵極與源極之間的MOSFET電容器Cgs將開始放電。此時，MOSFET阻斷特性保持不變。這個t1階段被稱為延時，它表征著MOSFET的響應時間。當MOSFET柵源電壓Vgs達到柵極平臺電壓Vgs(Miller)時，這個階段便告結束。

當Vgs與Vgs(Miller) 相等之后，將進入階段2 [t=t2]，在此期間，其電壓水平將保持不變。負載電流將對漏極與源極之間的MOSFET電容器Cds進行充電，以重建空間電荷區。這個階段將一直持續至MOSFET漏源電壓Vds達到電路輸出電壓時為止。

 

階段3 [t=t3] ，Cgs將繼續放電。漏電流Id和Vgs開始線性下降，阻斷MOSFET導通通道。當Vgs 與柵極閾值電壓Vgs(th)相等，并且Id變為零時，這個階段即結束。這個階段結束后，MOSFET將完全關斷。

 

階段4 [t=t4] ，柵極驅動對Cgs持續放電，直至Vgs電壓水平變為零。

 

 

利用升壓轉換器，評估了封裝寄生電感對MOSFET開關特性的影響。圖2所示為傳統的TO247 MOSFET等效模型的詳情，以及升壓轉換器電路和寄生電感的詳情。對于MOSFET模型， 3個電容為硅結構，分別位于各個連接引腳之間：柵漏電容Cgd、漏源電容Cds和柵源電容Cgs。鍵合絲產生了MOSFET寄生電感：柵極寄生電感Lg1、漏極寄生電感Ld1和源極寄生電感Ls1。這個模型也包含了電路板電路布局產生的雜散電感：Ld2、Ld3、Lg2和Ls2。分析中，LS等于Ls1+Ls2，Lg等于Lg1+Lg2，RG等于Int.Rg+Ext.Rg。

圖2. 升壓轉換器中的TO247封裝MOSFET等效模型和寄生電感 

 

參照小節A中討論的關斷瞬態順序，源極電感LS主要在瞬態階段3影響到MOSFET開關特性。柵極驅動路徑顯示為紅色，漏電流在藍色環路上流動。快速電流瞬態過程中，LS 引發電壓降VLs，這能抵消會降低驅動能力和減慢器件速度的柵極電壓。

 

通過在驅動環路上運用基爾霍夫電壓定律，柵源電壓Vgs(t)可以表示為：

從等式(2)和(3)可知，源極電感可以減慢開關瞬態，加劇開關過程中的有關能耗。在傳統的TO247 MOSFET配置中，電路源極電感是MOSFET封裝源電感Ls1與電路板布局源極電感Ls2之和。始終必須最大限度地降低封裝源和電路板寄生的源極電感，因為二者均為關鍵控制要素。 較之采用通孔封裝的MOSFET，通過將無引線SMD封裝用于MOSFET，可以最大限度地降低封裝中的寄生源電感。 因此，采用SMD封裝的MOSFET也能實現快速開關，同時降低開關損耗。適用于4引腳器件的SMD封裝名為“ThinkPAK 8X8”。

 

英飛凌已經在CoolMOS系列器件中推出新的封裝概念“4引線封裝”，其中，通孔封裝名為“TO-247 4PIN”。如圖3中的虛線框內所示，最新推出的TO-247 4引腳模型提供了一個額外的源極連接引腳。在內部連接中，引腳分離始于芯片內部，充當開爾文源。電源引腳“S”為電源接地提供了連接。開爾文源引腳，源-感側引腳“SS”直接連接至驅動器地線，以便將驅動電流與電源電流路徑分離。

 

由于源極分離，瞬態過程中源極電感對柵極驅動電路的影響將被消除。參見圖3，驅動環路顯示為紅色，漏極電流環路不再相互作用。源電感引起的壓降不再影響柵源電壓Vgs(t)。如第二節中所討論，階段3時的柵源電壓Vgs(t)為

圖3. 升壓轉換器中的TO247 4引腳封裝MOSFET等效模型

 

對應的時間段t3和漏極電流變化速率dId/dt可表示為：

從等式(5)和(6)可知，影響MOSFET電流速率的源極引腳電感被消除了。根據等式(2)和(5)，較之TO247封裝MOSFET，這縮短了器件的開關速度，降低了開關損耗。最新推出的TO247 4引腳MOSFET可實現相對較快的開關動作，從而降低開關損耗。

 

將升壓PFC轉換器用作測量平臺，進行評估。傳統的TO247封裝MOSFET和最新推出的TO247 4引腳封裝MOSFET將被用作平臺主用開關器件，以驗證最新推出的TO247 4引腳封裝MOSFET優于傳統的TO247封裝的開關性能和柵極控制能力。

 

圖4所示為傳統的TO247封裝（上）和最新推出的TO247 4引腳封裝（下）的硬開關關斷波形對比。根據測得波形，從Vds(t)（藍色波形）到Id(t) （黃色波形）的TO247 4引腳封裝MOSFET的穿過時間，比最新推出的TO247封裝MOSFET縮短了約40%。Vds 與ID 的重疊越少，意味著開關損耗越低。較之于傳統的TO247封裝，最新推出的TO247 4引腳封裝MOSFET的振蕩幅度Vgs (t) （紫色波形）也降低了30%。因此，最新推出的TO247 4引腳封裝提供了更加可靠的開關控制。

 

圖4. TO247封裝MOSFET（上）和TO247 4引腳封裝MOSFET（下）的MOSFET關斷瞬態波形。試驗條件：Ext. Rg=5 Ω，12 V柵極驅動電壓、試驗器件IPZ65R019C7 

 

最新推出的TO247 4引腳封裝MOSFET切換時間，比傳統的TO247封裝短。得益于開關損耗降低，最新推出的TO247 4引腳封裝MOSFET實現了更高效率，如圖5所示。在輸入電壓為110 Vac的滿負荷試驗條件下，相比于傳統的TO247封裝的試驗結果，最新推出的TO247 4引腳封裝MOSFET的效率提高了0.2%。在高電壓情況下，即當輸入電壓為220 Vac時，也實現了與之一致的效率提升。

圖5. 在110 Vac 輸入電壓條件下，TO247 4引腳封裝MOSFET與TO247封裝MOSFET的PFC效率對比。測試條件：Ext. Rg=5 Ω，開關頻率=100 kHz，測試器件：具備相同硅芯片的IPW65R019C7（TO247）和IPZ65R019C7（TO247 4引腳）

 

 

本文分析了快速開關MOSFET封裝寄生電感對開關性能的影響。封裝源電感是決定切換時間的關鍵參數，后者與開關速度和開關可控性密切相關。英飛凌最新推出的TO247 4引腳封裝MOSFET能最大限度地減少傳統的TO247封裝寄生電感造成的不利影響，實現更高系統效率。