圖1顯示了一個離線隔離反向轉換器的典型示意圖。輸出電壓被向下分流，并與TL431的2.5V參考電壓比較。如果輸出電壓過高，TL431就會通過其負極分流電流。該分流電流的一部分會流經光耦合器二極管 (U2)，并反射在光敏晶體管中。鏡像電流會增加R16的電壓，其降低了功率 MOSFET的峰值電流，從而使電源的輸出電壓降低。


有趣的是，有兩條光耦合器相關反饋通路；一條通過TL431，另一條與輸出電壓R8連接相關聯。TL431通路很明顯，因為輸出電壓的采樣被拿來與參考電壓比較、放大，然后用于驅動光耦合器。R8連接很容易看見，通過R8的電流是輸出電壓和TL431 負極電壓之間的差。通過R8的電流隨輸出電壓成比例變化，而與TL431負極電壓無關。如果輸出電壓要上升，則電阻和光耦合器二極管的電流就會增加，從而降低輸出電壓。


圖2顯示了電源控制環路的簡化結構圖。該系統由兩個減法函數組成，每個函數后面均是正向增益模塊。在第一個減法中，將輸出電壓與參考電壓比較，而誤差信號被TL431放大。之后，從放大誤差中扣除輸出電壓。然后，這種差異通過系統的剩余增益，包括電壓到電流轉換 (R8)、電流控制電流源（光耦合器）、電流到電壓轉換 (R16)，并繼續通過電源其他部分到輸出。

在眾多方法中，結構圖是較為獨特的一種。首先，有兩個環路，而總的來說大多數人都想看到一個。您可能會說確實有兩個以上的環路，因為誤差放大器附近的補償形成一個環路，而功率級（其可能為電流模式控制）會有另一個環路。它僅以簡化形式呈現。第二件有趣的事情是反饋電路中沒有輸出電壓調節，例如：電阻分壓器等。右手側環路中，正是這種情況，因為TL431輸出直接與 R8 的輸出電壓比較。在左側的情況中，其并不十分清楚。在與參考電壓比較以前，輸出電壓就被分流。然而，正如我們在前面的《電源設計小貼士》文章中所指出的一樣，這種分壓在增益表達式中并未最終結束。

那么我們為什么要用第二個環路來使設計復雜化呢？答案就是為了改善系統的瞬態響應。在單環路設計中，在其受到系統其余部分影響以前，所有擾動都一定會通過誤差放大器傳播。利用這種雙環路方法，誤差放大器在高頻下有效地被分路，快速生成誤差信號以用于系統的其他部分。通過連接R8頂端至一個線性穩壓器，可以去除這種“內部”環路。這樣或許可以簡化穩定反饋環路的工作，但需要更多的組件、更高的成本以及一個更慢的環路。