兩路并聯使得輸出電壓占空比也增加了一倍，其整流側輸出電壓占空比可以在0～1之間變化，提高了電路響應速度；在同樣輸出電流的情況下，整流、續流二極管平均電流減小，有利于選取反向恢復時間更短的快恢復二極管。

WEDM用脈沖電源的作用是把工頻交流電流轉換成一定頻率的單向脈沖電流，供給電極放電間隙所需要的能量以蝕除金屬。本文提出的電流型電火花線切割加工電源前級電路恒流輸出DC/DC變換器，其電路拓撲采用雙管正激交錯并聯結構，故稱為恒流輸出雙管正激交錯并聯DC/DC變換器。其電壓應力等于電源輸入電壓，通過兩個二極管來構成勵磁電流回路，使能量回饋至電源。

設計方案

主電路結構如圖１所示。M1、M2、D1、D2構成一路雙管正激電路，M3、M4、D3、D4構成另一路雙管正激電路，D5、D6分別為兩路雙管正激電路的整流二極管，D7為續流二極管，L為輸出濾波電感，C1、C2分別為輸入、輸出濾波電容。

DC/DC變換器設計的最中心工作就是設計高頻變壓器。下面僅介紹高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感的設計，最后介紹計算輸入電路、控制部分。

圖１：恒流輸出雙管正激交錯并聯DC/DC變換器

高頻脈沖變壓器的設計

①脈沖變壓器原副邊匝比N的確定

為了滿足在輸入電壓變化范圍內都能夠得到所要求的輸出電流，高頻變壓器的變比應按輸入電壓最低，輸出功率最大情況來選擇。此種情況下，變換器工作在最大占空比狀態，且電源工作在放電周期里。

設單路前級變換器的開關頻率為fs,開關周期T=1/fs,取最大占空比DMAX=0.45，則單路開關管最大導通時間為Tonmax=DmaxT。

②確定繞組線徑

60A/25V樣機，流過副邊的電流有效值為：

動，變壓器副邊電流峰值為：Ismax=IL=60A。原邊電流幅值為：Ipmax=Ismax+Iμ。

其中，Ismax為副邊電流峰值折算到原邊所得的電流值。Iμ為磁化電流，取Iμ=5%Ismax，則：

標稱直徑0.6mm(面積為0.283mm2)的漆包線，7股并繞，則原邊實際導線總面積為：
Sμ1=7×0.283=1.981mm2
副邊用厚0.4mm、寬30mm的紫銅帶繞制。副邊實際導線總面積為：
Sμ2=0.4×30=12mm2

③ 校核窗口面積

合理。

輸出濾波電感的設計

① 輸出濾波電感值的確定
取輸出濾波電感的最大電流脈動量為2%,并設電感電流連續，則△iLon=△iLoff=2%ILav，ILav為電感電流平均值。
實際設計中，取L=25μF。

②繞組線徑為0.467mm

③ 校核窗口：
Kμ=NSμ/Q=(12×15×10-6)/（4.857×10-4）=0.371，能繞下。

輸入電路設計

① 輸入濾波電容設計

輸入濾波電容計算公式為C=I•t/△V。           
其中，I為輸入電流，單位為A；t為電容提供電流的時間，單位為S；△V為所允許的峰-峰值紋波電壓，單位為V。對于60A/25V樣機，有：

μF，用三個560μ/400V的電解電容并聯。為了濾除高頻紋波，需再并聯一個小容量的高頻無感電容。

② 功率晶體管的選取

最大漏源電壓：UDSmax=Uinmax =353.5V。
峰值電流：IDSmax=Ipmax=9.69A
以上計算是理想結果，實際的電路中由于高頻變壓器存在漏感，回路中還有引線電感，在開關管關斷瞬間會引起較大的電壓尖峰。因此，選用開關管反向耐壓應留有足夠的裕度。本設計選用IR公司的功率MOSFET IR460。

③ 浪涌電流抑制設計

浪涌電流主要是由濾波電容充電引起的。在開關管開始導通的瞬間，電容對交流電呈現出很低的阻抗。一般情況下，只是電容的ESR值，而電容性能穩定情況下，該ESR值是很小的，從而導致浪涌電流可接近幾百安培。所以設計時必須在電源的輸入端采取一些限流措施，將浪涌電流減小到允許的范圍之內。本設計采用熱敏電阻技術限制浪涌電流。選取合適的熱敏電阻，可以保證在負載電流達到穩定狀態時，熱敏電阻的阻值最小。

④ 輸入瞬間電壓保護設計

一般情況下，交流電網上的電壓為115V或230V左右，但有時也會有高壓的尖峰出現。如電網附近有電感性開關，暴風雨天氣時的雷電現象，都是產生高壓尖峰的因素。雖然電壓尖峰持續的時間很短，但是它卻有足夠的能量給開關電源的輸入濾波器、開關晶體管等造成致命的損壞。

最通用的抑制干擾高壓器件是金屬氧化物壓敏電阻 (MOV)瞬態電壓抑制器。將壓敏電阻并聯在輸入交流電壓兩端。當高壓尖峰瞬間出現在壓敏電阻兩端時，它的阻抗急劇減小到一個值，高壓從其上經過，從而消除尖峰電壓使輸入電壓達到安全值。

控制電路的設計

變換器的控制電路是變換器的重要組成部分，直接影響到變換器的技術性能。一般講，控制電路包括調壓控制和保護兩部分。控制電路必須考慮到如下一些基本要求及功能：變換器是一閉環調節系統，所以與一般調節系統一樣，要求控制電路應具有足夠的回路增益，能在允許的輸入電網電壓、負載及溫度變化范圍內，輸出電壓穩定度達到規定的精度要求，即靜態精度指標。同時，還必須滿足動態品質要求，如穩定性及動態響應性能。因此，需要加適當的校正網絡或采用多反饋技術。要滿足獲得額定的輸出電壓及調節范圍的要求。此外，還應具有軟啟動功能及過壓、過流等保護功能。必要時還要求實現控制電路輸出與反饋輸入之間的隔離。

為保持變換器的輸出電壓穩定，通常采用占空比控制技術。改變占空比的調節方式有脈寬調制(PWM)和脈頻調制(PFM)兩種方式。脈寬調制是在工作頻率不變(即工作周期不變)情況下，通過改變晶體管或場效應管導通時間或截止時間來改變占空比，應用較普遍。脈頻調制是采用恒定導通時間、可變截止時間或恒定截止時間、可變導通時間來實現占空比的改變。

過去，控制電路中各單元電路多采用分立元件及單片集成塊。隨著微電子技術的發展，近年來已研制出各種集成脈寬調制控制器，這些集成塊包含了控制電路的全部功能，只需加少量元件就能滿足要求。這不僅簡化了設計計算，且大幅度地減少了元器件數量和連接焊點，使變換器的可靠性大大提高。

主功率管驅動電路設計

功率MOSFET是一種電壓控制器件，沒有少數載流子的存儲效應，輸入阻抗高，因而開關速度可以很高，驅動功率小。但為了得到最佳控制性能，需要精心設計驅動電路。根據要求，我們設計了如圖2所示的驅動電路，該驅動電路采用兩對圖騰柱式推拉驅動。

圖2：主功率管的驅動電路