傳統感應加熱電源及改進

傳統的感應加熱電源的主電路結構如圖1所示，包括四個部分：不控整流、大電容儲能濾波、逆變電路和諧振負載。圖中通過不可控整流的方式將交流變為直流，再通過大電容濾波變成比較穩定的直流電作為逆變電路的供電電源，在逆變側部分實現系統的逆變輸出和功率調節。

圖1：傳統感應加熱電源系統結構圖

整個系統由DSP控制，電壓電流檢測裝置通過檢測直流母線的電壓值和電流值并變送給DSP，以實現功率反饋。負載檢測包括溫度檢測和頻率跟蹤，通過將紅外線傳感器檢測到的溫度值變送給DSP，以實現溫度反饋;通過檢測負載的諧振電流和電壓信號反饋給DSP以實現頻率跟蹤。在DSP內部對電壓、電流等反饋信號分別A/D變換、保持，通過數字乘法運算求出實際輸出功率與數字給定功率比較，對偏差進行數字PID控制，可實現電源輸出功率的閉環控制和DPLL頻率跟蹤，故障檢測保護電路對缺水、過熱、過壓、過流等故障實時監控，由DSP故障處理子程序比較判斷后，以中斷方式處理各類故障、并報警顯示。

這種傳統感應加熱電源由于采用大電容無源濾波，造成輸入電流畸變，對電網造成諧波污染，輸入功率因數降低，而且不利于節約用電成本。為了提高能源利用率，減少感應加熱裝置對電網的污染，必須采用有源功率因數校正技術。

由于系統已采用DSP作為主控制器，使用專用PFC芯片反而會增加系統硬件成本，降低系統的集成度，而且調試不方便，更不利于系統升級，所以本文研究在原有系統的基礎上，利用DSP實現功率因數校正。

在原有主電路的整流和逆變部分加入Boost電路，如圖2所示，Boost電路是用來改善網側電流波形，提高電源功率因數的DC/DC變換器;在直流母線側，通過檢測Boost電路的輸入電壓、電感電流和輸出電壓，通過DSP的軟件控制算法，控制Boost開關管的通斷來達到功率因數校正的目的。

圖2：具有APFC的感應加熱電源主電路結構圖

基于DSP的APFC實現

圖3給出基于DSP-TMS320F2812的APFC控制原理圖。TMS320F2812芯片是TI公司推出的32位定點數字信號處理器，具有強大的控制和信號處理能力，是用于數字電力電子變換與控制的高性價比DSP芯片。

APFC控制原理如下：Boost電路的輸出電壓，即直流母線電壓V0經傳感器采樣、隔離后送入DSP的ADCIN2口，并轉換為數字信號，與參考數字電壓Vref比較，其偏差值送入電壓控制器Gv，通過糾偏控制使V0與Vref相等，Gv采用數字PI控制，有：

電壓控制器G的輸出信號B與Boost變換器的輸入電壓Vin經隔離、A/D變換后的數字信號A相乘，乘積作為電感電流Iin的參考信號Iref。電感電流Iin與參考信號Iref比較后，差值[member]
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送入電流控制器Gc，Gc也采用數字Pl控制，有：

這樣便輸出脈寬調制波，經驅動器隔離、放大后驅動開關管高頻導通/關斷，以實現電感電流Iin實時跟蹤Iref。

圖3：基于TMS320F2812的APFC控制原理圖

實現式(2)和式(4)時，為了防止Uv(n)，Uc(n)過大造成系統失控，還必須將他們限定在合適的范圍內。對此，可按以下方法實現離散控制。


 
電流環同理，當開關管工作在很高的頻率時(比如f=100 kHz)，電壓環調節器Gv的輸出基本不變，所以乘法器輸出的Iref基本上是和輸入電壓成比例的波形，就可實現輸入電流對輸入電壓的實時跟蹤，且保持二者相位相同，使輸入功率因數接近于1。

實驗研究

根據以上理論，設計一臺單相輸入220 V、功率4 kW、諧振頻率30 kHz的超音頻感應加熱電源樣機，并且對加入APFC電路前后的網側電壓、電流進行對比分析，實驗結果分別如圖4，圖5所示。圖4為傳統感應加熱電源網側的電壓、電流波形，從圖中可以看出，電壓雖是正弦波，但由于直流側中間儲能大電容的存在，致使電流導通角只有90°，網側電流波形嚴重畸變，呈一系列斷續的尖峰脈沖，在同等功率條件下，電流的峰值成倍提高、諧波分量加大、電源功率因數降低(cosφ△0.7)。圖5為引入APFC以后的感應加熱電源網側電壓、電流波形，從圖中可以看出，引入APFC技術后，電流波形與電壓波形是同相位的正弦波，感應加熱電源有接近于1的輸入功率因數和很低的電流總畸變率，減少了對電網的污染。　　

圖4：傳統感應加熱電源網側電壓與電流波形

圖5：引入APFC校正后的電網電壓與電流波形

實驗結果表明：APFC技術的引入使電源的輸入功率因數接近于單位功率因數，減少了諧波對交流電網的污染，使感應加熱電源的功率顯著提高。