中心議題：

• 常規單端反激電路結構
• 多管并聯的單端反激電路結構
• 采用能量回饋技術的單端反激電路結構
• 主要器件電壓電流應力計算

解決方案：

• 兩路單端反激并聯電路結構

本文介紹了一種采用多管并聯和能量回饋技術的單端反激電路，該電路在低壓供電的逆變電源中使用，具有電路簡單、效率高、穩定可靠等特點。

0 引言

目前，由電池供電的逆變電源一般由兩級組成，前級DC/DC電路將電池電壓變換成直流約350V電壓，后級DC/AC電路將直流350V電壓變換為交流220V電壓。在這類逆變電源中，前級DC/DC電路一般供電電壓較低（12V、24V或48V），輸入電流較大，功率管導通壓降高，損耗大，所以電源效率很難提高。其電路形式有：單端反激、單端正激、雙管正激、半橋和全橋等，對于中小功率（約0.5~1kW）而言，單端反激電路具有一定優勢，如：電路簡單、控制方便、效率高等。本文以24V電池供電，輸出350V/1kW為例，對單端反激電路，在逆變電源前級DC/DC電路中的應用做一些探討。

1 常規單端反激電路結構

常規單端反激電路結構如圖1所示，該電路的缺點在于功率管VT截止時，變壓器初級的反峰能量，被VD1、C 1和R 1組成的吸收電路消耗掉；而且在輸出功率相同的情況下，功率管通過電流（相對于多管并聯）大，導通壓降高，損耗大，所以效率和可靠性較低。

圖1 常規單端反激電路結構

2 多管并聯的單端反激電路結構

如圖2所示，該電路的特點是，主功率電路采用4只功率管并聯，每只功率管通過的電流為單管應用時的1/4（假定4只功率管參數一致），則功率管的導通壓降也應為單管應用時的1/4.根據計算，在輸出550W時，理論上，4管并聯比單管可減小通態損耗約20W,提高效率近3個百分點。

圖2 4只功率管并聯主功率電路[page]

3 采用能量回饋技術的單端反激電路結構

采用能量回饋技術的單端反激電路結構如圖3所示，其主要波形如圖4所示。在本電路中，用電容C 2、電感L 1、二極管VD1和VD2組成變壓器初級反峰吸收電路，可使大部分反峰能量回饋到輸入電容C 1上，減少了能量損耗，提高了電路效率。

圖3 初級反峰吸收電路

圖4 初級反峰吸收電路主要波形

其工作原理如下：

（1）t 0~t 1階段。
t 0時刻功率管截止，變壓器初級電感L 、漏感L K、電容C 2和功率管輸出電容C 0開始諧振，并很快使C 2電壓達到U 0（N 1/N 2），隨后次級二極管導通，初級電壓被鉗位到U 0（N 1/N 2），初級電感L 退出諧振，到t 1時刻I K為0,同時C 2和C 0上電壓達到最大值，即開關管電壓U S達到最大值（U IN+U C2MXA）。

（2） t 1~t 2階段。
在L K、C 2、C 0繼續諧振，同時電感L 1參與諧振，C 2、C 0給輸入電容C 1回饋能量，并且給L 1補充能量，到t 2時刻諧振停止，C 2電壓又下降到U 0（N 1/N 2）。

（3）t 2~t 3階段。
t 2時刻開始，電感L 1給輸入電容C 1回饋能量。C 2電壓被鉗位在（N 1/N 2）U 0、C 0即開關管上電壓為U IN+（N 1/N 2）U 0,均保持不變，到t 3時刻，L 1中能量釋放完畢。

（4）t 3~t 4階段。
開關管完全截止，C 2電壓、C 0電壓（即開關管電壓）繼續保持不變。

（5）t 4~t 5階段。
t 4時刻功率管導通，其電壓U S開始下降，C 0開始通過開關管放電，并很快放完畢（全部損耗在功率管上）；C 2和L 1開始諧振，即把C 2中的能量轉移到L 1中，在t 5時刻L 1中電流達到最大值，功率管完全導通。

（6）t 5~t 6階段。
t 5時刻L 1通過VD1和VD2給輸入電容C 1回饋能量，并給C 2充電到-U IN,到t 6時刻L 1中能量釋放完畢。

（7）t 6~t 7階段。
該階段功率管繼續處于完全導通狀態。

以上過程形成一個完整工作周期，可以看出，變壓器漏感中的能量大部分被回饋到輸入電容C 1中（C 0中有部分能量被消耗掉），所以電源效率得到提高。
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4 主要器件電壓電流應力計算

由圖3及原理分析，可得到如下計算公式：

其中：U_SMAX即U_C0MAX為功率管VT1~VT4所承受的最大電壓應力；U_INMIN為輸入電壓最小值（取21V）；U₀為輸出電壓（取350V）；N₁、N₂為變壓器初次級匝數（取15匝和117匝）；△U_C2由漏感引起的尖峰電壓；I_PK為漏感即初級峰值電流；L_K為初級漏感（取0.4μH）；C₂為外接電容（取30000pF）；C₀為VT1~VT4輸出電容之和（取4000pF）；I_PAV為功率管導通期間總電流平均值；η為電源效率（取92%）；D_MAX為最大占空比（取0.7）；△I_p為開關管導通期電流變化量；t_ONMAX為開關管最大導通時間（取23μs）；L為變壓器初級電感值（取38μH）；I_L1MAX為L₁（取0.5mH）中通過的最大電流；P_LK為漏感回饋到輸入端的能量；f為功率管開關頻率（取30kHz）。

由以上（1）~（6）式推導和化簡，可得出下式：

由（7）~（11）式可計算出功率管、電感L1所承受的電流電壓應力（輸出功率550W時）以及反峰吸收電路回饋到輸入端的能量：
I_PK=47A
U_SMAX=188V
I_L1MAX=1.5A
P_LK=13.25W

同時由（7）~（11）式還可以看出：
（1）若要減小開關管電流應力I_PK,則應增加占空比D和變壓器初級電感量L;
（2）若要減小開關管電壓應力U_SMAX,則應減小變壓器初級漏感L_K，同時增加C2值（C 0的值由功率管參數決定）；
（3）若要減小電感L1中最大電流I_{L1MAX，}則應增大電感L1的電感量；
（4）采用反峰吸收電路后，節省能量13.25W,可提高電源效率約2個百分點。

由以上計算可知，4只功率管額定電流至少應大于50A,考慮到功率管參數的差異性，其導通電流不完全相等，并且一般要留一定的安全裕量，所以，實際應用每只功率管額定電流值應大于50A,通態電阻愈小愈好，而耐壓最好大于250V.
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根據如下公式，可出計算出二極管VD0所承受的電壓應力U_DO、電流應力I_SK：

由U_DO=U₀+U_INMAXN₂/N₁ （12）
得：U_DO=584V
由I_PKN₁=I_SKN₂ （13）
得：I_SK=6A
其中：I_SK為次級峰值電流值。

一般要留一定的安全裕量，所以，而選用二極管額定電壓應大于800V，額定電流應大于20A（考慮到過流、短路等因素）。

5 兩路單端反激并聯電路結構

若要增加輸出功率，采用如圖5并聯結構，該電路結構可輸出功率約1.1kW,用一只SG3525控制即可。

圖5 兩路單端反激并聯電路結構

6 試驗結果

由兩路單端反激并聯組成的逆變電源前級DC/DC電路（見圖5），輸出功率約1.1kW,試驗結果如表1所示。

表1 前級DC/DC試驗結果

由上述DC/DC電路組成的1kVA逆變電源，輸出AC220V50Hz正弦波，試驗結果如表2所示，該電源體積320×200×60mm3.

表2 1kVA逆變電源試驗結果

7 結束語

綜上所述，對于電池（或發電機）供電的低壓輸入逆變電源，采用單端反激多管并聯以及能量回饋技術實現的前級DC/DC,和采用其它形式實現的前級DC/DC相比，具有電路簡單、控制方便、效率高、體積小和可靠性高等特點。