中心論題：

• 負阻振蕩原理
• 設計與仿真
• 調試與測量

解決方案：

• 起振與振蕩的仿真
• 相角補償
• 相噪分析

壓控振蕩器(VCO)是鎖相環路的重要組成部分。隨著電子技術的發展,出現了許多集成的VCO芯片。考慮到高頻率穩定度、低相噪的要求,這里采用Agilent公司生產的低噪聲晶體管HBFP0450來設計VCO。常用的VCO一般有三種:晶體壓控振蕩器、LC壓控振蕩器和RC壓控振蕩器。對于超高頻段的VCO,采用LC振蕩器形式;為了提高頻率穩定性,采用了克拉潑電路,并進行了相角補償。

負阻振蕩原理
這里采用負阻方法來設計壓控振蕩器,負阻振蕩原理圖如圖1所示。

圖中,ZIN是晶體管電路的輸入阻抗,RIN和XIN分別是輸入電阻和電抗;ZL是負載阻抗,RL和XL分別是負載電阻和電抗。
   
根據振蕩原理,起振條件是:

設計與仿真
a.起振與振蕩的仿真
這里用ADS來仿真電路,采用改進型克拉潑電路形式,具體電路如圖2所示。選用高增益、低噪聲的HBFP0450作為三端器件,它在200MHz工作頻率上有20dB的增益,從而保證了較大的振蕩幅度。供電電壓為5V,通過R1、R2和R3來確定靜態工作點,工作電流選定為10mA,Vce為2.5V。
 
                                          
交流等效電路如圖3所示。L1、C4和C5串聯可以等效成一個電感,從而滿足電容三端振蕩器的相位條件。L1、C4、C5、C6、C7構成了諧振回路,振蕩頻率主要由這五個元件所決定。頻率計算公式如下:
   
                                                   

式中,L1為線圈繞制電感,Q值為39。C為C4、C5、C6和C7串聯后的等效電容,由于C4<<C5、C4<<C6、C4<<C7,所以C≈C4。其中,C4為變容管,通過改變其負偏壓就可以改變振蕩頻率。 
                                                 

從圖4(a)的仿真結果可以看出,在200MHz附近,RIN+RL<0,所以滿足起振條件,由于RIN的負阻比較大,所以提供交流能量的能力比較強,故振蕩的幅度會比較大,這一點在后面的仿真和測試中可以得到證實。從圖4(b)可以看出,當f為200MHz左右時,XIN+XL=0,從而滿足相位平衡條件,它決定了振蕩的頻率。
 
                                         

b.相角補償
三極管振蕩器要滿足相位平衡條件:φY+φZ+φF=2nπ(n=0,1,2,3,…),由于φY+φF通常不等于0,所以就要求回路工作于失諧狀態,以產生一個諧振回路相角φZ來對φY和φF進行平衡。也就是說,由于電路中有源器件、寄生參量以及阻隔元件等的影響,使得振蕩器的實際工作頻率嚴格來講并不等于回路的固有諧振頻率,因此,諧振回路等效阻抗ZP并不會呈現純阻抗。所以,一般振蕩器的振蕩回路總是處于微小失諧狀態。我們知道,并聯諧振回路具有負斜率的相頻特性, ,當振蕩器工作在回路諧振頻率上時,它對頻率的穩定性能最佳。而當它工作在失諧狀態時,會使得振蕩器的頻率穩定度與效率都降低。在此,采用相角補償法來提高壓控振蕩器的頻率穩定度和效率。

由參考文獻可知,在集電極串入一個電感為LC= 的補償元件,就可以實現相角補償(φZ=0)。其中,L為諧振回路電感值,F為反饋系數, L3和輸出回路的C8、C9、L2可以構成等效電感LC,從而進行相角補償,使得振蕩器工作在LC回路的諧振頻率上。當輸出回路等效為電容時,通過實際測量,在頻率214.64859MHz上的穩定度為9.3631e-4;而等效為電感時,在214.26046MHz上的穩定度為4.2278e-4。可見用等效電感進行相角補償后,穩定度大約提高了一倍。C8、C9和L2同時構成了輸出網絡,對高次諧波有很好的抑制作用,并使基波輸出功率平坦化。
 
                                              
從圖5可以看出,壓控振蕩器的輸出頻率范圍為175MHz～217MHz,基波(頻率為214MHz時)輸出功率為7.911dBm,二次諧波為-16.368dBm,可見有效地抑制了諧波分量。在實際應用中,對諧波濾除的要求比較高,可以在輸出端接入寬帶濾波器,其電路原理圖和仿真結果見圖6。這樣,可以更有效地濾除高次諧波,同時有利于輸出匹配,減小負載對輸出功率的影響。
 
                                                           

c.相噪分析
參考文獻給出了LC壓控振蕩器的相位噪聲表達式:
   
                                                           

式中,fm為頻偏,KVCO為VCO控制靈敏度,fo為振蕩頻率,Q為品質因數,F為晶體管的噪聲系數,K為波爾茲曼常數,T為工作溫度,Ps為振蕩信號功率,fc為閃爍噪聲拐角頻率,Vm為低頻噪聲源的總幅度。從式(5)可以看出,選擇噪聲系數小的放大管、增加諧振回路有載Q值、減小VCO控制靈敏度、提高輸出信號功率都可以降低相位噪聲。通過減小變容管在諧振回路中的接入系數,可以有效減小VCO控制靈敏度,但是也會導致頻率覆蓋范圍的減小,所以要適當選擇接入系數。該VCO輸出頻率為200MHz時,變容管接入系數為0.63。通過適當調整輸出回路的電感和分壓電容,可以提高負載阻抗,從而有效地提高輸出功率,以達到降低相位噪聲的目的。通過軟件仿真,在頻偏10kHz處的輸出相位噪聲為-101.3dBc/Hz,在100kHz處的相位噪聲為-122.5dBc/Hz。

調試與測量
在軟件仿真的基礎上,將元件參數做些細微調整,就可以獲得滿意的結果。通過測量,可以得到如下性能參數:

a.頻率范圍:175MHz～213MHz

b.調諧靈敏度:7MHz/V

c.電源電壓:5V

d.工作電流:10mA

e.控制電壓:0～5V

f.輸出功率:6～8dBm

g.相位噪聲:-95dBc/Hz@10kHz,-115dBc/Hz@100kHz
  
從圖7的測量結果可以看出,頻率范圍、輸出功率和相位噪聲等指標與軟件仿真結果一致。
 
                                       

根據負阻原理,利用ADS仿真可以快速地設計出高穩定度、低相噪的超高頻段VCO。這種方法簡單、便捷,由于元件具有誤差,仿真之后做些細微調整就可以得到滿意的效果。用三極管制作VCO,易于調試、成本低。該方法也適用于其它頻段。