中心論題：

• 開關穩壓器和低壓降穩壓器減少對核處理器電壓供應。
• 提高降壓轉換器效率的方法。
• 利用開關電壓器來調節輸出電壓。

• 雙相位中的堆疊電容器和并行電容器提高效率。
• 通過兩相位間的交替變化取得一個增益。
• 拓樸技術通過被動元件的更小值來達到更低的噪聲。

當今移動電話產業日益增長的趨勢是要減少對核處理器電壓供應，同時要滿足達到更高效率以擴展電池壽命的要求。越來越多應用都要求降壓轉換，如應用處理器、存儲器和RF塊設計都被列在其中。根據負載和空間參數，目前，用于這個應用空間的兩個最流行的解決方案是開關穩壓器和低壓降(LDO)穩壓器。

從效率的角度看，一個開關穩壓器就是最佳的選擇。然而，當部件高度和解決方案的尺寸限度超出了電感器的使用范圍時，一個轉換器可能會采用LDO(低壓降)或開關電容穩壓器的形式。多數時候電源解決方案都不能提供較多的板上空間，一個開關轉換器就會有一個比LDO和開關電容穩壓器更大的解決方案尺寸。圖1將典型的開關穩壓器與LM2770(一個典型的開關電容穩壓器)在解決方案尺寸上進行比較。我們可以看到顯示出來的開關電容器的解決方案尺寸大約為45mm2，當所要求的電壓與電池電壓相近的時候LDO的工作效率是最高的，但當電壓的偏離值很遠時，LDO效率就會很低。想象一下以一個充電至3.6V的Li-Ion電池，為一個僅要求1.5V電壓的微處理器供電。把電池電壓與一個1.5V LDO相連接可為微處理器產生一個穩定和小的電流，但是功耗是相當顯著的。LDO消耗功率(PD)等于負載電流(ILOAD)與輸入和輸出電壓的差相乘(PD = ILOAD *(3.6-1.5) = ILOAD *2.3V)。換句話說，LDO作為一個降壓轉換器在這個例子中僅產生42%的效率。這意味著LDO不得不消耗剩余功率，而且這能引起裸片溫度的一個大的增高，這個溫度進而可能會引起可靠性的問題。


由于具有電壓增益的關系，一個開關電容穩壓器是比線性穩壓器更有效的解決方案，這個電壓增益是通過在雙相位(充電相位和傳輸相位)中的堆疊電容器和并行電容器所取得的輸入電壓與輸出電壓比率。例如：位于增益配置中的一個開關電容轉換器的1/2將把一個3.6V的輸入電壓(VIN)轉變為1.8V的輸出電壓(VOUT)。如果要求的電壓(VOUT)是1.5V，那么功耗僅為300mV與負載電流的乘積。這相當于83%的效率。

隨著VIN的增長，由轉換器產生的VIN和VOUT 間的增量增長引起功率消耗的增長和效率的下降。解決這個問題的一個方式是轉變成一個更高的效率增益，就像給汽車替換齒輪一樣。圖2顯示了一個開關電容器降壓穩壓器，一個LDO及一個開關電容器的效率曲線。開關電容器具有一個模擬增益控制和增益變化以保持一個給定負載效率的持續性。開關電容器并具有離散增益步驟，由VOUT/(增益 *VIN)與離散增益來決定效率的高低。一個LDO僅有1的增益及三者中最低的效率。開關電容器(SC)穩壓器則有三個不同的電壓增益(2/3，1/2和1/3)。我們可以看到，開關電容穩壓器隨著VIN 的增長，電壓增益從2/3轉到1/2以及從1/2到1/3，因此整個負載范圍的效率達到最大化。這就帶來了在Li-ion 范圍上(3.4V到3.8V)80%的效率。在相同應用中的一個LDO僅能達到50%的效率。根據電感器種類，一個典型的開關穩壓器大約具有88-90%的效率。

傳統上，一個穩壓器是要根據有效數量來進行比較。然而，由于Li-ion 電池的自身特性，根據時間權重效率或者“需要多長時間才能讓Li-ion充分放電？”來進行比較會更加有用。我們的經驗顯示在200mA的負載下，使用一個典型開關穩壓器的Li-ion 電池可以比使用開關電容穩壓器的Li-ion 電池耐用達6%-8%。假設最大負載僅表現為時間的20%到30%(微處理器的情況)，那么在感應開關和開關電容穩壓器間的運行時間上的差別是可以忽略的。

開關電容穩壓器的更多增益可能會增加一點點效率，但是卻要增加更多外部電容器和內部功率FET，從而增加成本，同時也加大了解決方案的尺寸。上述的增益可以通過兩個外部電容器或快速電容器(CFLY)來取得。這些電容器用于存儲電荷并將電荷從VIN 傳輸到 VOUT。除了快速電容(CFLY) ，我們還需要一個輸入電容器(CIN)，和一個輸出電容器(COUT)，輸入電容器(CIN)指示出電壓紋波，而輸出電容器(COUT)控制輸出電壓紋波。根據VIN 和 VOUT 可接受的紋波取值，CIN 和COUT 的典型值范圍是從1mF 到10mF 。CFLY 的數量通常比COUT 少。外部電容器(CFLY)通過內部的功率FET在不同的配置中連接到芯片。圖3顯示出2/3, 1/2和1增益的不同配置。電容器C1和C2是快速電容器或CFLY。CIN和COUT已被刪除以達到簡化目的。如圖所示，一個增益通過兩相位間的交替變化來取得，其中包括充電相位或普通相位和放電相位。在不同的增益之間具有一個共同相位以便在增益間達到完美躍遷。我們可以通過共同相位，根據需要隨時進行增益躍遷。一個開關電容穩壓器在芯片上可能有一個到2個功率FET。然而，一個開關電容穩壓器可能在芯片上任何位置設有4個到9個或者更多的功率FET(根據離散電壓增益的數量)。這就限制了在既定的裸片尺寸下，開關電容穩壓器的輸出電流性能。圖4在開關、開關電容器和線性穩壓器間的負載性能、效率和尺寸上進行了比較。

要利用一個開關電容穩壓器來調節輸出電壓，我們可以使用脈沖頻率調制(PFM)或脈沖寬度調制(PWM)。任何開關電容穩壓器的輸出阻抗都與開關頻率和內部功率FET的電阻成比例。通過調制輸出阻抗，我們便可以利用轉換器對既定負載進行降壓。通過使用回饋，我們能控制頻率(PFM)或內部FET(PWM)的阻抗以調節輸出電壓。PFM方案是一個更傳統的方法，其缺陷在最近的PWM類架構中被列出來。

在PFM類系統中，可以感應到輸出電壓，當這個電壓高于一個指定值時，穩壓器就會關閉，等到輸出電壓降到所需值以下時再重新開啟。使用PFM控制模式的缺點是工作頻率取于VIN 和 ILOAD ，因此變化不定。負載越高、工作頻率就越接近指定頻率。這個操作范圍上的頻率變化在一些便攜式應用中可能不大合適。輸入電壓紋波也取決于VIN 和 ILOAD。圖5顯示了250mA 和 30mA 負載的輸出紋波。10mF COUT 的輸出紋波將為50mV，我們可以看到250mA負載的紋波頻率高于10mA負載的紋波頻率。


比較新的PWM調控模式處理了PFM架構中的各種頻率和高輸出紋波。大多數的新型開關電容穩壓器都采用PWM調制模式。在這種模式下，功率FET的電阻根據VOUT 和 ILOAD進行控制。這樣做，我們就真正控制了快速電容器(CFLY)所提供的充電量。這也被稱為預調制。在這種模式下，操作頻率和工作周期都是固定的。一個PWM架構的例子是LM2771，圖6顯示出它的輸出紋波。它處于一個帶有4.7mF COUT 的8mV -10mV的順序中。我們可以看到在ILOAD變化的情況下紋波可以持續。一個9mV的紋波輸出可以與在感應開關穩壓器中的紋波相媲美。

開關電容穩壓器是種新興技術，它結合了開關電容器和LDO的主要特性，也就是將在Li-Ion 范圍上的高效率和小尺寸結合到一個適用于便攜式應用的簡易解決方案中。最近拓樸技術的發展也使其通過被動元件的更小值來達到更低的噪聲。在便攜式器件中的許多功能要求一個降壓穩壓器，更小的解決方案尺寸和更高的效率，這個開關電容穩壓器解決方案正是一個理想的解決方案。