噪聲源或干擾源一般有兩種，根據其耦合進主信號的方式，分為共模噪聲和差模噪聲兩種，如圖1所示。

圖1.噪聲源

 

二者中危害較小是共模噪聲，它會同時耦合到系統GND信號和激勵信號中，這主要是由電纜與真實GND間的偶極天線效應造成的。這種情況不會使信號減弱，因為噪聲同時耦合進兩個通道，而且幅度相似。問題在于，共模噪聲會產生信號失調，使真實GND升高，結果導致兩種不良效應。首先，如果間接折合到真實GND（比如，通過金屬箱保護傳感器時），則可能使負載飽和。其次，可能產生電弧，結果會損壞傳感器。在激勵惠斯登電橋時，共模噪聲尤其麻煩，因為輸出信號需要由控制器進行處理，通常是用到一個儀表放大器，而這種放大器的CMRR有限，結果可能會放大噪聲。

 

使用低通濾波器（如RC濾波器），或者使用共模扼流圈來過濾輸入信號，可以減少共模噪聲。重要的是，不對稱衰減的共模噪聲會產生差模噪聲。在實際應用中，不對稱衰減的一個例子是低通濾波器；用一個電阻和電容實現截止頻率，但受元件容差影響，兩條線路中的截止頻率不一樣。

 

第二種，也是最麻煩的噪聲是差模噪聲，這種噪聲是在激勵與系統GND之間耦合的。該噪聲之所以會耦合到信號中，是因為系統GND與充當天線的信號電纜之間存在電流環路。在部分應用中（如化學分析），出于安全考慮，傳感器有時置于獨立于控制器的腔室中。這種設置會導致數十或數百米的電流環路，結果，任何磁通量都可能在信號中導致電流噪聲，從而使數據遭到破壞。為了減少差模噪聲的影響，建立使用鐵氧體材料來過濾高頻輻射信號，在控制器與傳感器之間采用星型連接，同時還要使用屏蔽電纜。

 

兩種情況下，如果該噪聲足夠大，設備甚至可能會因為電氣過應力而受損。當負載為電機或熒光燈時，尤其如此，這樣的負載構成一種強大的電磁兼容性/干擾(EMC/EMI)源；原因有二，分別為物理電磁元件和所產生信號的性質。一種較好的做法是使用EMC/EMI抑制器，如ESD保護裝置，以確保系統能維持一定的穩定水平。

 

在實現部分前述方法時，主要后果是與元件相關的電容。甚至電纜也會含有寄生電容，因此不能忽略。寄生電容與電纜的長度、類型和類別成比例，如表1所示。

表1.不同電纜類型比較

 

集成式緩沖電壓DAC，如AD5683R或AD5686R，可提供高壓擺率、高帶寬，而且功耗更低，功耗已成為業界的一個主要關注點，原因多種多樣，比如電路板溫度的降低、電路板組件數量的增加（不增加功率）、功效的提高等。結果，內部放大器的阻抗ZO（開環阻抗）變大（不要與閉環阻抗ZOUT相混淆），對最大負載電容形成限制。

 

如果與運算放大器輸出相連的電容超過最大允許值，結果會影響運算放大器的穩定性，可能導致放大器振鈴和振蕩。

 

 

1.RSHUNT法

 

2.外部負載網絡補償（緩沖電路）法

 

RSHUNT法需要的外部組件最少，其背后的原理相對簡單；通過在運算放大器與負載之間放置分立式電阻使二者相隔離。

 

RSHUNT在反饋網絡的傳遞函數中增加一個零，結果使閉環在高頻下能保持穩定。選擇的這個零應至少比GBP（增益帶寬積）低一個十倍頻程。但這里的問題是，DAC的技術規格不包括這個數字，原因是其不相關，因為內部運算放大器充當的是緩沖器。

 

在這種情況下，根據經驗法則，應該選擇一個盡量小的值，以減少電阻的影響；其范圍一般在5 Ω至50 Ω之間。如果使用該方法，負載電壓會下降，因為這種方法在物理上實現為一個電阻分壓器，會影響其他規格，比如，壓擺率降低，建立時間延長等。結果，DAC在負載或傳感器端的整體性能會下降。

 

通過增加RSHUNT值，阻尼比(ζ)也會隨之增加，使其成為一種合適的電機驅動方法；但是，當負載幅度較小且電壓軌較低時（如惠斯登電橋激勵），不建議使用這種方法，因為可能導致幅度大幅下降。減小電壓范圍，比如，使用阻抗為1 kΩ的5 V供電軌，結果，降幅為2.5%左右，如圖2所示。

圖2.RSHUNT法

緩沖法（或RC分路法）不會減小負載電壓范圍，因而是低電壓應用的首選方法。這種方法背后的原理略有不同。緩沖網絡會減小靠近振蕩頻率的負載阻抗，使負載的實部低于虛部，結果改變相位。

 

正確元件值的選擇方法需要憑經驗確定，要分析與負載相連的DAC的瞬態響應。

 

一般地，計算的前提是緩沖器GBP低于1 MHz。這種情況下，設電纜寄生電容為47 nF，

 

 

 

 

圖3.緩沖法

 

緩沖法和分路法對于補償或隔離容性負載十分有用，當負載或傳感器需要遠程激勵時，可使DAC保持穩定。

 

以上示例均基于AD5683R DAC。這款器件采用超小封裝，整體性能卓越，并且擁有2 LSB INL @ 16位、35 mA驅動能力，集成了基準電壓源，更有高達4 kV ESD的魯棒性，眾多優點使其成為負載或板外傳感器激勵的理想DAC。