因此，在此文中，當嘗試使用新型TPS54116-Q1 DDR內存電源解決方案作為示例在2MHz條件下操作時，我將提供一些關鍵考慮因素。

　　

2MHz開關頻率條件下工作時的第一個也是最重要的考慮因素是轉換器的最小接通時間。在降壓轉換器中，當高側MOSFET導通時，它在關閉前必須保持最小的導通時間。通過峰值電流模式控制，最小導通時間通常受電流檢測信號的消隱時間限制。轉換器的最高最小導通時間通常發生在最小負載條件下，對此有三個原因。

　　

較重負載條件下，電路中有直流降，增加了工作接通時間。

　　

開關節點的上升時間和下降時間。死區時間期間（從低側MOSFET關斷到高側MOSFET導通的時間，及高側MOSFET關斷和低側MOSFET導通之間的時間），通過電感的電流對開關節點處的任意寄生電容進行充放電。輕負載條件下，電感器中的電流較少，因此電容充放電速度更緩慢，導致開關節點處的上升和下降時間較長。上升和下降時間較長使得開關節點處的有效脈沖寬度增加。

　　

低到高的死區時間。當低側MOSFET關斷且高側MOSFET再次導通之前，通過電感器的電流對開關節點處的電壓進行充電，直到高側MOSFET的體二極管鉗位開關節點電壓。結果，死區時間的低側MOSFET關斷到高側MOSFET期間，開關節點為高。由于開關節點在該時間段為高，因此低到高的死區時間增加了有效最小脈沖寬度。在圖1中，您可看到，雖然導通時間相同，但脈沖寬度更大。

 

圖1：滿載和無負載時的脈沖寬度

　　

試圖在2MHz條件下工作時的第二個考慮因素是最小輸入電壓（VIN）和輸出電壓（VOUT）的轉換比。這與轉換器的最小接通時間有關，因為該比率在轉換器需要操作時設定接通時間。例如，若轉換器具有100ns的最小導通時間且在2MHz條件下工作，則使用公式1，其可以支持的最小轉換比（Dmin）為20％。若給定的VIN至VOUT比所需的導通時間小于最小導通時間，則多數轉換器進入脈沖跨越模式以保持輸出電壓穩定。當脈沖跨越時，開關頻率發生變化且可能在需要限制噪聲的頻率中引起噪聲。

　　

 

在電源連接到電池的汽車應用中，導通時間必須支持從6V至18V的典型VIN范圍轉換。使用等式2（18V最大輸入和20％轉換比），最小輸出電壓為3.6V。當直接連接到電池時，可能發生超過此典型范圍的大電壓尖峰（例如在負載突降期間）。根據應用的要求，在輸入電壓尖峰期間，可以允許或不允許轉換器進行脈沖跨越。

　　

 

連接到3.3V或5V電源軌的穩壓器可更容易地在2MHz條件下工作。例如，TPS54116-Q11的最大導通時間為125ns，因此在2MHz條件下，最小占空比為25％。3.3V輸入支持的最小輸出電壓為0.825V；5V電軌時，支持的最小輸出電壓為1.25V。對給定應用中最小輸出電壓的全面分析還應包括VIN和開關頻率的容差。

　　

試圖在2MHz條件下操作時的第三個考慮因素是電感器中的交流損耗。交流損耗隨開關頻率的增加而增加，因此在選擇2MHz的電感時需加以考慮。一些電感器使用具有較低AC損耗的型芯材料，以在較高頻率下提供更好的效率。大多數電感器供應商提供一種工具來評估其電感器中的交流損耗。

　　

試圖在2MHz條件下操作時的第四個考慮因素是尺寸和效率之間的權衡。選擇開關頻率用于DC / DC轉換器時，必須在尺寸和效率之間進行權衡。電感器尺寸和一些轉換器損耗隨開關頻率的增加而增加。具體來講，對比400 kHz和2MHz兩種條件時，2MHz設計將使用5倍更小的電感，但具有5倍更大的開關損耗。5倍較小的電感意味著電感尺寸較小。

　　

與開關頻率相關的轉換器中的兩個主要損耗是高側MOSFET和死區時間損耗的開關損耗。等式3是這些損失的基本估計，您可用它進一步分析伴隨較高開關頻率損耗增加的影響。例如，若為5V輸入、4A負載、3ns上升時間、2ns下降時間、0.7V體二極管壓降和20ns死區時間，預估功率損耗在2MHz時為325mW，在400kHz時為65mW。

　　

 

額外的功率損耗導致更高的工作結溫。使用等式4（TPS54116-Q1EVM-830中，RθJA = 35°C/W），集成電路的結溫將僅增加約9℃。熱性能可能隨不同的PCB布局而變化。

　　

 

僅因為數據表在首頁具有2MHz并不意味著在所有工作條件下都可以實現2MHz。2MHz條件下的開關具有其優缺點，并且通常要在DC/DC轉換器解決方案的尺寸和效率之間權衡。訂購TPS54116-Q1EVM-830評估模塊，并立即在WEBENCH Power Designer中開始2MHz設計。