如果您是在741運算放大器1橫行天下的時代長大的，那么平衡運算放大器輸入端電阻的觀念必定已扎根在您的頭腦中。隨著時間的流逝，由于不同電路技術和不同IC工藝的出現，這樣做可能不再是對的。事實上，它可能引起更大直流誤差和更多噪聲，使電路更不穩定。我們以前為什么要那樣做？什么變化導致我們現在這樣做可能是錯誤的？

 

在二十世紀六十年代和七十年代，第一代運算放大器采用普通雙極性工藝制造。為獲得合理的速度，差分對電流源電流一般在10 μA到20 μA范圍內。

 

而β值為40到70，故輸入偏置電流在1 μA左右。然而，晶體管匹配度不是那么高，所以輸入偏置電流不相等，導致輸入偏置電流之間有10%到20%的偏差（稱為"輸入失調電流"）。

 

在同相接地輸入端增加一個與輸入電阻R1和反饋電阻R2的并聯組合相等的電阻（圖1中的R3），可以讓阻抗相等。做一些計算可以證明，誤差降至Ioffset × R feedback 。由于I offset 為I bias 的10%到20%，所以這會有助于降低輸出失調誤差。

 

圖1. 經典反相放大器

 

 

為降低雙極性運算放大器的輸入偏置電流，許多運算放大器設計集成了輸入偏置電流消除功能。OP07就是一個例子。輸入偏置電流消除功能的增加使偏置電流大大降低，但輸入失調電流可能為剩余偏置電流的50%到100%，所以增加電阻的作用非常有限。某些情況下，增加電阻反而可能導致輸出誤差提高。 噪聲

 

電阻熱噪聲的計算公式為√4kTRB，故1 kΩ電阻會有4 nV/√Hz的噪聲。增加電阻會增加噪聲。在圖2中，出人意料的是，雖然909 Ω補償電阻是值最低的電阻，但由于從該節點到輸出端的噪聲增益，它給圖2輸出端貢獻的噪聲最多。R1引起的輸出噪聲為40 nV/√Hz，R2為12.6 nV/√Hz，R3為42 nV/√Hz。因此，請勿使用電阻。另一方面，如果運算放大器采用雙電源供電，并且一個電源先于另一個電源上電，那么ESD網絡可能發生閂鎖問題。這種情況下，可能希望增加一定的電阻來保護器件。但若使用的話，應在電阻上放置一個旁路電容以減少電阻的噪聲貢獻。

 

圖2. 噪聲分析

 

 

所有運算放大器都有一定的輸入電容，包括差分和共模。如果運算放大器連接為跟隨器，并且在反饋路徑中放入一個電阻以平衡阻抗，那么系統可能容易發生振蕩。原因是：大反饋電阻、運算放大器的輸入電容和PC板上的雜散電容會形成一個RC低通濾波器(LPF)。此濾波器會引起相移，并降低閉環系統的相位裕量。如果降低得太多，運算放大器就會振蕩。一位客戶在一個1 Hz Sallen-Key低通濾波器電路中使用AD8628 CMOS運算放大器。由于轉折頻率較低，電阻和電容相當大（參見圖3）。輸入電阻為470 kΩ，所以客戶在反饋路徑中放入一個470 kΩ電阻。此電阻與8 pF的輸入電容（參見圖4）一起提供一個42 kHz極點。AD8628的增益帶寬積為2 MHz，因此它在42 kHz仍有大量增益，它發生了軌到軌振蕩。把470 kΩ電阻換成0 Ω跳線即解決了問題。因此，反饋路徑中應避免使用大電阻。這里，何者為大取決于運算放大器的增益帶寬。對于高頻運算放大器，例如增益帶寬超過400 MHz的ADA4817-1，1 kΩ反饋電阻就稱得上是大電阻。務必閱讀數據手冊以了解其中的建議。

 

圖3. 您所見

 

圖4. 電子所見

 

 

多年來的實踐會產生一些有用的經驗法則。審核設計時，仔細檢視這些規則，判定它們是否仍然適用是很好的做法。關于是否需要增加平衡電阻，如果運算放大器是帶有輸入偏置電流消除功能的CMOS、JFET或雙極型，那么很可能不需要添加。

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