圖 1：電源開關(guān)的四種基本電路。

 

在電源轉(zhuǎn)換器、電機驅(qū)動器和燈泡鎮(zhèn)流器中會用到許多不同的拓撲結(jié)構(gòu)。 圖 1 所示為電源開關(guān)的四種基本電路。 如圖中藍色線框所示，這四種基本電路以及大多數(shù)電源開關(guān)電路都采用了“開關(guān)-二極管-電感器”網(wǎng)絡(luò)。 這種網(wǎng)絡(luò)在所有這些電路中的特性均相同。 所以，圖 2 中的簡化電路可用于分析電源開關(guān)在開關(guān)瞬變期間的開關(guān)性能。 既然電感器中的電流在開關(guān)瞬變期間幾乎不變，那么如圖所示，這個電感器就可用電流源替代。 圖 2 所示為理想的“電壓和電流開關(guān)”波形。

 

圖 2：簡化電源開關(guān)電路及其理想開關(guān)波形。

 

當 MOSFET 開關(guān)關(guān)斷時，其自身電壓升高。 然而，電流 I_L 將繼續(xù)通過 MOSFET，直到開關(guān)電壓升至 Vol。 一旦二極管導通，I_L 就開始降低。 當 MOSFET 開關(guān)導通時，情況剛好相反，如圖所示。 這種開關(guān)方式稱作“硬開關(guān)”。 在開關(guān)瞬變期間，電路必須能同時承受最高電壓和最大電流。 因此，這種“硬開關(guān)”方式會使 MOSFET 開關(guān)直接承受高電氣應(yīng)力。

 

圖 3：MOSFET 開關(guān)關(guān)斷瞬變電壓過沖。

 

實際電路中，寄生電感 (L_p)、電容 (C_p) 會產(chǎn)生非常高的開關(guān)應(yīng)力，如圖 4 所示。 C_p 包括開關(guān)的輸出電容、PCB 布局和安裝時產(chǎn)生的雜散電容。 L_p 包括 PCB 線路的寄生電感和 MOSFET 的引線電感。 這些來自功率器件的寄生電感、電容形成一個濾波器，并在關(guān)斷瞬變剛剛結(jié)束時形成諧振，所以會在器件上疊加過高的電壓瞬時振蕩，如圖 3 所示。 為抑制這種峰值電壓，可在開關(guān)上并聯(lián)一個 RC 吸收器，如圖 4 所示。 電阻值必須接近希望衰減的寄生諧振的阻抗值。 吸收器電容必須大于諧振電路電容，但又必須足夠小，以便最大程度地減小電阻器功率耗散。

 

圖 4：阻容吸收器配置。

 

如果功率耗散非關(guān)鍵指標，則可采用一種快捷的 RC 吸收器設(shè)計方法。 按照經(jīng)驗，吸收器電容器 C_snub 應(yīng)兩倍于開關(guān)輸出電容與預(yù)計安裝電容之和。 吸收器電阻器 R_snub 則應(yīng)滿足 。 電阻 R_snub 在給定開關(guān)頻率 (f_s) 下的功率耗散可按照下式估算： 

 

 

當這種簡單的經(jīng)驗設(shè)計不能充分限制峰值電壓時，就需采取優(yōu)化措施。

 

經(jīng)過優(yōu)化的 RC 吸收器：在功率耗散是關(guān)鍵指標的情況下應(yīng)采用一種更優(yōu)的方法。 首先，測量 MOSFET 開關(guān)關(guān)斷時在其節(jié)點 (SW) 處的瞬時振蕩頻率 (F_ring)。 在 MOSFET 兩端焊接一個薄膜型 100 pF、低 ESR 電容器。 增大電容值，直至瞬時振蕩頻率為原始測量值的一半。 現(xiàn)在，開關(guān)的總輸出電容（增加的電容和原有寄生電容之和）增大到原來的四倍，而瞬時振蕩頻率則與電路的電感電容之積的平方根成反比例。 所以，寄生電容 C_p 是外加電容器電容值的三分之一。 現(xiàn)在，寄生電感 L_p 可利用下式求出：

 

 

只要求出寄生電感 L_p 和寄生電容 C_p，就可根據(jù)以下計算公式確定吸收器的電阻器 R_snub 和電容器 C_snub。

 

 

 

如發(fā)現(xiàn)吸收器電阻器不夠大，則可以進行微調(diào)，進一步減少瞬時振蕩。

 

電阻器 R_snub 在給定開關(guān)頻率 (f_s) 下的功率耗散為 。 

 

利用所有這些求出的值即可完成電源開關(guān)吸收器設(shè)計，然后就可以在應(yīng)用中實現(xiàn)。

 

 

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